1、整流橋并聯(lián)
在小功率規(guī)劃中，一般很少用到整流橋的并聯(lián)，但在某些大功率輸出的情況下不想增加新器材單個整流橋電流又無法滿足輸入功率要求，就需求用到整流橋的并聯(lián)了，整流橋的并聯(lián)不能選用兩個整流橋各自整流后直流并聯(lián)的方法，由于整流橋沒有配對，單純靠自身的V-I特性，一般是無法均流的，這樣就會構成兩個整流橋發(fā)熱不一致。一般以為在一個封裝內的兩個二極管是十分匹配的，是可以均分電流的，可以完結整流橋的并聯(lián)了。
2、浮地驅動
在驅動電路規(guī)劃中，常常會說到MOS管需求浮地驅動，那么什么是浮地驅動呢？簡略的說就是MOS管的S極與控制IC的地不是直接相連的，也就是說不是共地的。以們常用的BUCK電路為例，控制IC的地一般是與輸入電源的地共地的，而MOS管的S極與輸入電源的地之間還有一個二極管，所以控制IC的驅動信號不能直接接到MOS管的柵極，而需求額外的驅動電路或驅動IC，比如變壓器隔絕驅動或相似IR2110這樣的帶自舉電路的驅動芯片。當然還有其他的方法，那就是選用其他方法給控制IC供電，然后將控制IC的地連接到MOS管的S端，這樣就不是浮地了，控制IC的輸出就可以直接驅動MOS管。
3、滯環(huán)比較器
在保護電路中，為了防止保護電路在保護點附近來回震蕩，所以一般都增加必定的滯環(huán)。1M電阻就起到滯環(huán)的效果，假設沒有1M電阻，很明顯，VF電壓抵達2.5V運放輸出低電平，低于2.5V，運放輸出高電平。增加1M電阻后，在運放輸出低電平時，6腳電平為0.7+（2.5-0.7）*1000/1010=2.48V。當VF低于6腳電平后，7腳輸出高電平（假設運放供電15V，7腳輸出可按照14V核算）可以核算此時6腳電平為2.5+（14-2.5）*10/1010=2.61V，假設這是一個輸入欠壓保護電路，且VF為100：1的取樣，則當輸入電壓高于261V，電路正常作業(yè)，當電壓低于248V才會欠壓保護，這樣就增強了保護電路的抗干擾能力，一般常常用到滯環(huán)比較器的當?shù)赜校哼^欠壓保護電路、轉燈電路等。
4、過失擴大器輸出鉗位電路
規(guī)劃電源中，不管是恒壓源仍是恒流源，只要是閉環(huán)控制，總少不了過失擴大器，在進入閉環(huán)之前，過失擴大器輸出電壓為最高值，正常來說，過失擴大器供電一般在15V左右，則過失擴大器的輸出在開環(huán)的時分為14V左右，跟著輸入信號的增加，抵達穩(wěn)壓（穩(wěn)流）點后，過失擴大器從最高點初步下降直到閉環(huán)需求的值，在過失擴大器輸出下降過程中，時間越常天然輸出超調越大電路越不容易進入安穩(wěn)。增加一個二極管+穩(wěn)壓管后，可以在必定程度上改善這個問題，如下所示，假設穩(wěn)壓管是5V的，那么在開環(huán)的時分，過失擴大器輸出被鉗位在6V左右，這樣當進入閉環(huán)的時分，過失擴大器輸出就不是從14V初步下降而是從6V左右，下降到閉環(huán)需求的電壓值天然需求的時間就短，電路就越容易進入安穩(wěn)。咱們可以去看看IC內部的過失擴大器輸出，不管IC供電電壓多少伏，過失擴大器輸出電壓的最大值應該都不會是IC供電電壓，而是6V左右吧，不知道是不是也是根據(jù)這個原因。
雙環(huán)控制體系的切換
在規(guī)劃電路中，帶有限流功用的恒壓源及帶有限壓功用的恒流源信任咱們都不生疏，很多網友在規(guī)劃電路的時分，有時分會選用一個穩(wěn)壓環(huán)一個穩(wěn)流環(huán)，逐步增加負載，穩(wěn)流環(huán)輸出低電平進入限流，當負載減小退出限流的時分，穩(wěn)壓環(huán)需求一個切換時間，那么就出現(xiàn)了兩環(huán)路都不作業(yè)的一個空白區(qū)，在這時間內，電路相當于開環(huán)，對電路來說，總歸不是功德。但假設第二個電路，就不存在這樣的問題，限流的時分，穩(wěn)流環(huán)拉低穩(wěn)壓環(huán)的基準，在這個過程中，兩個環(huán)路都在作業(yè)，即便在限流過程中，忽然斷開負載，由于穩(wěn)壓環(huán)一直在作業(yè)，所以在很短時間內電路就會進入安穩(wěn)。而不會出現(xiàn)上述電路的空白區(qū)。
6、漏感的測量
在電源變壓器規(guī)劃過程中，咱們都很清楚變壓器的漏感怎么測量，變壓器電感1mH漏感600uH，假設你也測量到這種情況，那么最好再供認一下，由于知道漏感儲存的能量是無法傳遞到副邊的，假設你的變壓器參數(shù)如上所說，你想想你的變壓器的效率會有多少？還有人會疑惑，繞的變壓器清楚漏感測驗的不大，為什么在使用中會出現(xiàn)那么大的尖峰？由于在實踐作業(yè)中，不僅僅變壓器的漏感在起效果，你的布線電感也在起效果。正確的測驗漏感的方法應該是其他器材先不焊，將變壓器首先焊接在PCB上，然后用粗短線將MOS管，輸出整流二極管短接，將輸出濾波電容短接，從輸入濾波電容測量進去得到的是輸入的漏感。將輸入濾波電容短接，從輸出濾波電容測量進入，得到的是輸出端的漏感，這樣的測驗方法考慮了PCB的散布電感，更挨近實踐的情況。
7、MOS管的驅動
過欠壓、過流保護的電路，別離通過兩個光耦控制驅動信號，正常情況下光耦導通，MOS管導通，出現(xiàn)異常后光耦堵截，MOS管斷開，這個至少有兩個明顯的錯誤，咱們看看在哪里。（R6R7為1k，R25R26為10k）
8、反響電路中兩個電阻的選擇根據(jù)
以384X電路為例，常用的光藕隔絕反響電路接法有兩種，一種是將2腳接地，光藕4腳接1腳，通過拉低1腳的電平來完結穩(wěn)壓。有的人覺得這種方法不合理，會選用下的方法，這種方法也是一樣的道理說明電阻R5及R6的選擇。電路中，R7、R8接成份額擴大，擴大倍數(shù)為1，也就是R7=R8，電容C2首要起濾波效果，一般選擇的很小100P。假設電流采樣信號在0-1V范圍內，電路都正常作業(yè)，對應COMP端電壓，就是就是1V--4.4V（內部二極管壓降以為0.7V，1V為PDF提供的最低作業(yè)電壓）那么折算到R6上電壓應該能在0.6V--4V改動。假設光藕傳輸比為β，則可以得到下面的式子4≤R6*（V0-2.5-1.1）*β/R5
也就是說，當光藕原邊流過最大電流的時分，副邊電流在R6上的壓降應不小于4V。至于R5的選擇，一般光偶原邊電流控制在5mA即可，這樣就可以選擇R6的值。
9、小功率反激類電源的調試
小功率反激類輸出開關電源，關于常常規(guī)劃的人來說，底子都是空載或輕載直接上電，由于現(xiàn)已駕輕就熟，所以底子不會有什么問題，首要問題在于參數(shù)的優(yōu)化。但關于菜鳥或新手來說，有時分電路原理還不是很明晰，想通過動手來加強印象，假設做出來的電源直接上電，估量炸機的可能性會超越一半，所以仍是循序漸進好一些。首先，獨自給控制IC供電，看看IC作業(yè)是否正常，首要看頻率及MOS管的驅動信號，假設獨自供電，IC都作業(yè)不正常的話，你假設直接上電后果是什么不用說了吧？IC獨自供電正常后，一般都是找一個帶限流功用的直流輸出開關電源給規(guī)劃的電源供電，然后空載上電，看輸出電壓是否正常，由于直流輸出開關電源帶限流功用，所以即便存在問題也是供電開關電源限流保護，空載輸出電壓正常再逐步加載。假設沒有帶限流功用的直流開關電源，的定見也不要草率直接加交流，可以在交流輸入端串聯(lián)一個白熾燈做限流功用，然后看空載是否正常，假設正常后再將白熾燈去掉加交流，這樣會安全一些。
10、交叉調整率是怎么產生的
上面這個假設沒有R及L，就是一個很一般的反激電路輸出整流的兩個繞組，在這里，R為變壓器及布線部分的直流阻抗，L為變壓器繞組的漏感，N1N2就是志向的變壓器繞組了。關于志向的變壓器繞組，繞組電壓正比于匝比，也即是假設5匝繞組輸出5V，那么10匝繞組輸出就是10V。假設第一個繞組是穩(wěn)壓5V輸出的，在空載情況下，繞組底子沒有電流，R1、L1上壓降可以不考慮，二極管壓降為電流是零時分的壓降值。這個時分N1繞組電壓可以以為是輸出電壓5V+二極管壓降0.4V。那么10匝繞組的電壓就是2*（5+0.4）=10.8V，繞組空載的時分，輸出電壓為10.4V，跟著第二個繞組帶載電流增大，電阻R2及L2上壓降增加，二極管V2壓降也增加，那么C2上電壓逐步初步下降，這個電壓的改動為N2繞組的負載調整率，而不是交叉調整率。在輔繞組負載不變的情況下，假設主繞組帶載改動，跟著電流的增加，R1、L1及V1的壓降都會增加，然后引起N1繞組電壓的增加（由于要確保C1上電壓不變）。假定主繞組帶載后N1繞組電壓由原來的5.4V變成了6V.那么N2繞組的電壓將變成12V，輸出電容C2上的電壓就會變成11.6V，這個由于主繞組帶載而引起的輔繞組電壓由10.4V變成了11.6V的情況，就是交叉調整率。
